Года полтора назад макетировал этот проект. Не впечатлило...
Притом, обнаружил на схеме несколько откровенных косяков, типа отсутствующие резисторы, и т.д.
Если хочется экзотики, рекомендую посмотреть в сторону ревера-хоруса от Gallien Krueger. Гораздее.

Это тут: http://www.deathmeta11.narod.ru/schemas.htm
Называется Gallien Krueger Chorus 2000 CPL во второй, сверху, подборке.

К слову сказать, приведенная схема не полная, но самое главное есть, на мой взгляд.

Многие схемотехнические решения, применяемые для реализации VCO фленджеров и хорусов, строятся на триггерном формировании фазных напряжений. При этом фронты Фазы1 и Фазы2 пересекаются примерно на уровне 1/2Vdd.
В то же время, как следует из даташит на наиболее применимые линейки задержки (MN3xxx, SADxxxx), максимальное напряжение для Cross Point не должно быть более 1/3 верхнего уровня тактового импульса (что обычно =~Vdd).
   
Ранее я неоднократно писал о не оптимальности работы линий задержки при "триггерных" фазах, и о том, что следует выдерживать режим, рекомендованный для линеек производителями.
Когда-то, еще в 70-80 годы, я проводил кое-какие исследования, связанные с этой проблемой, но конкретные результаты этих экспериментов были, к сожалению, утеряны, и только в памяти зафиксировались основные требования к форме фазовых напряжений, и временнЫм сдвигам между фазами.

Балуясь с новым цифровым осциллоскопом, который я приобрел пару недель назад, решил посмотреть форму фазовых импульсов на выходе "родного" драйвера MN3102, на разных частотах клока, генерируемого VCO.
На первых четырех снимках показаны формы сигналов фаз на четырех частотах, от максимальной, до минимальной: 1,36 МГц (максимальная частота клока для ADA Flanger на линейке длиной 1024 ячейкм), 668 кГц, 170 кГц и 53,8 кГц. Желтый канал - Фаза1, синий канал - Фаза2.
Время развертки на этих снимках не изменялось. В верхнем окне снимка показан импульсный ряд (400 нс/дел), в нижнем окне - область Cross Point (80 нс/дел). На последнем снимке время развертки верхнего окна увеличено (2 мкс/дел) для того, чтобы показать несколько смежных импульсов, время развертки нижнего окна прежнее (80 нс/дел).











Анализировалась выборка из 12 микросхем MN3102 из разных партий. Фактический разброс временнЫх параметров исследованных микросхем в партии был не более 3-5 нс, что позволяет утверждать следующее:

1) Оптимальным сдвигом фронтов между фазными импульсами по мнению производителя является время ~160-180 нс. Очевидно, что эта задержка является аппаратной (заложенной при изготовлении микросхем), и не может быть изменена ни при каких условиях.
2) На тактовых частотах более 1,0-1,2 МГц возникает противоречие между длительностью импульса и временем задержки фронтов - они сравниваются по длительности, что хорошо видно на нижнем окне первого снимка.
3) Полагаю, что время порядка 160-200 нс уже является недостаточным для полного "перелива" заряда из предыдущей потенциальной ямы в следующую. Это подтверждается возрастанием сквозных потерь переноса линейки, а так же возрастанием шумов в верхнем диапазоне частот VCO.
4) Форма и длительность фронтов (на снимках - без емкостной нагрузки, которой является сама ПЗС) достаточно "размазаны", и вряд ли могут считаться оптимальными для управления ПЗС-кой. При реальной нагрузке форма фронтов наверняка будет еще хуже.
5) Учитывая сказанное в п.4), можно рекомендовать для "скоростных" VCO (типа используемого в ADA Flanger) добавление после MN310x дополнительного драйверного каскада, способного сформировать более короткие фронты тактовых импульсов. Кроме того, в таких случаях было бы целесообразно формировать чуть меньшую задержку между фронтами фазных импульсов, сократив ее со 180 нс хотя бы до 100 нс - это позволит существенно улучшить условия переноса заряда внутри ПЗС на самых высоких частотах тактирования.

Думаю, все заинтересованные смогут самостоятельно сделать более полные выводы из приведенного материала.

В том,  что лучшие фленджеры без фирменных драйверов, ничего странного. И мои картинки это во многом объясняют - для хорошего "полета" нужны большие частоты клока, а родной драйвер не способен на них работать.
А вот по поводу хорусов могу поспорить - любой родной драйвер легко прокачает линейку в нужном диапазоне, как правило, это не выше 100 кГц.
Просто сложившиеся стереотипы построения схемотехники автоматически "перетягиваются" с фленджеров на хорусы.
Возможно, сказывается и экономический фактор - цена MN310x, как не крути, больше, чем цена 4047 или 4046.

Интересно, а какое расхождение сигналов у обычной 561ТМ2 (4013). Я вполне допускаю что между ее парафазными выходами вполне приемлемое "разногласие" и может быть она окажется предпочтительнее на мегагерцах, чем специальная микросхема. Тогда и проблем нет любой простейший VCO на компараторе, да не важно на чем, можно и на второй половинке той же ТМ-ки, например...  и вот оно - решение. Кстати, где-то и у фирмачей проскакивало что-то подобное.

Ser.Balashoff писал(а) 25.02.2011 :: 16:20:11:
Пока не смотрел, но исходя из предыдущего опыта, Cross Point на выходах триггера обычно на уровне 1/2Vcc, или близко к тому.

Управление VCO обычно осуществляется двумя способами:
1) Изменением "электронного" резистора, входящего в состав времязадающей цепи.
2) Изменением величины стабильного зарядного тока, которым заряжается времязадающая емкость.

Первый способ применяется в типовых схемах VCO на 4046 - там в качестве управляемого резистора обычно используется одиночный КМОП транзистор из мелкосхемы 4007. Способ хорош тем, что позволяет получить очень широкий диапазон перестройки частоты (> 1:50). К недостаткам следует отнести  значительную нелинейность регулирования, и довольно большое количество элементов обвязки - кроме 2-3 корпусов микросхем требуется дюжина резисторов, емкостей и пр.
Типичный пример реализации - фленджер ADA.

Второй способ имеет больше вариаций, и выполняется как на 4047, 4013, так и на "связках" LM311+4013 (компоратор+триггер-делитель). Возможны и другие варианты.
Способ обеспечивает довольно высокую линейность перестройки частоты, но чаще всего - при небольшом диапазоне перестройки. Ограничение диапазона перестройки обусловлено довольно низким уровнем питания устройства, при том, что пороговый уровень "компаратора" (назовем так элемент сравнения) 4047, 4013 близок к 1/2Vcc, а минимальный уровень (Umin), до которого можно разрядить времязадающую емкость электронным ключем, обычно не менее 0,3-0,8 вольта. Соответственно, отношение 1/2Vcc к Umim при питании 9 вольт ограничивает диапазон перестройки величиной 1:15 - 1:20.

Наибольший диапазон перестройки у связки LM311+4013, но это тоже 2 корпуса + транзистор перестраиваемого ГСТ + обвязка из десятка деталей.

В любом случае, приходится искать компромисс между диапазоном перестройки, линейностью регулирования и количеством деталей, из которого строится VCO.

Вариант VCO на одном корпусе 4013 (хххТМ2) - один из самых нестабильных и узкодиапазонных. Перестройку частоты больше, чем 1:20 на этой мелкосхеме мне так и не удалось получить, несмотря на всевозможные ухищрения... 
И если для хорусов этого более чем достаточно (требуемый максимальный диапазон перестройки VCO любого хоруса - от 1:2 до 1:3), то даже для простенького фленджера этого явно маловато. Например у ADA/flanger VCO должен иметь диапазон перестройки не менее 1:40 (32 кГц - 1,3 МГц).  

"в типовых схемах VCO на 4046 - там в качестве управляемого резистора обычно используется одиночный КМОП транзистор из"

ада на 4047, если что. Кстати, зачем они уцепились в 4007? из-за более менее приличного напряжения отсечки (разброс меньше, чем у полевика?)?

Цитата:
Да, разумеется, VCO у ADA'ы на 4047. Я неправильно выразился выше по тексту. Вернее будет так: "Первый способ применяется в типовых схемах VCO на 4046 и 4047."
Использование 4007, по всей видимости, обусловлено тем, что интегральный полевичек способен в широком диапазоне изменять свое внутреннее сопротивление при подаче на затвор напряжения в рабочем участке напряжений от 0 до 9 вольт. Наверняка, ему можно подобрать дискретную замену, но я этим не озадачивался. 

По поводу схем не менее уважаемого Uncle_Cherry: если использовать мою классификацию из #272, то они все построены по второму способу, т.е. с "накачкой" времязадающей емкости генератором тока. Однако только третья схема обеспечивает линейность заряда емкости, т.к. только у нее генератор тока является стабильным, т.е. тока заряда постоянен во времени, и не зависит от потенциала емкости, а форма нарастания напряжения на емкости близка к линейной.
Форма тока в остальных схемах близка к обратноэкспоненциальной, т.е. при увеличении напряжения на емкости, ток заряда уменьшается, а эпюра напряжения на емкости - экспоненциальная.
Следует сказать, что этот недостаток имеет и свой плюс - за счет нелинейности зарядной характеристики довольно сильно увеличивается диапазон перестройки частоты, правда, с существенным ухудшением линейности этой перестройки. Тем не менее, резистор, через который заряжается времязадающая емкость, тоже можно считать генератором тока.

Кроме того, хочу заметить, что во всех схемах с разрядным ключем на биполярном транзисторе, стоит его заменить на полевик с минимальным сопротивлением насыщения. БТ позволяет разрядить только до уровня ~05-0,8 вольта, не ниже. Примерно то же самое (и даже хуже) и у первой схемы - там разряд емкости происходит через открытый диод (0,5 вольта падение) и через транзистор выходного каскада компаратора (тоже - БТ, с падением не меньше 0,5-0,8 вольта). В итоге емкость разряжается только до 1,0-1,3 вольта.
Если принять, что компаратор может обрабатывать синфазный сигнал по входам с уровнем до Vcc-1 вольт (типичное значение), то при Vcc=9 вольт, диапазон перестройки такого ГУНа будет в лучшем случае: (9-1)/1,0=8. Фактически удается получить диапазон перестройки до 1:15, но это, к сожалению, всё.
Применение полевика в разрядном ключе позволит увеличить диапазон перестройки более чем в два раза! А использование R-to-R компаратора (по входам) расширит диапазон перестройки еще раза в три.

Так что разработать хороший ГУН с требуемой линейностью регулирования и достаточным диапазоном перестройки, посложнее, чем два байта об асфальт! 

Относительно способа "защиты от щелчков LFO" я бы не был так оптимистичен, хотя безусловно, небольшое интегрирование фронтов компаратора весьма заметно уменьшает "долбеж" по питанию, и как один из способов уменьшения этого неприятного явления вполне может применяться.

Uncle_Cherry писал(а) 26.02.2011 :: 12:01:59:
Я все-таки думаю, что для линейной девиации в звуковом диапазоне требуется обратная экспонента управляющего напряжения. На высоких частотах звукового диапазона изменение задержки должно "убыстряться", а экспонента будет замедлять процесс.

Во всяком случае, именно это следует из основополагающей работы Craig Anderton "Building the 'Hyperflange + Chorus".

Подумал, и решил добавить:
Все относительно.
Если зависимость частоты от управляющего напряжения прямая, то нужна обратная экспонента по напряжению (прямая по току), если зависимость обратная, то нужна прямая экспонента по напряжения (обратная по току). Поэтому каждый из нас двоих по своему прав, т.е - мы оба правы!